由Alberto Bilotti，IEEE终身高级会员Gerardo Monreal，和Ravi Vig
摘要- 偏移电压及其温度漂移和生产扩展，这通常会降低磁厅传感器IC的零级稳定性和再现性，可以使用单个霍尔板和开关装置来减少供应和输出接触对的周期性置换．本工作描述了一种基于斩波的5V单片线性霍尔传感器IC，具有±0.1 T全刻度，其中该动态板偏移消除技术与经济有效的信号调节器一起使用。使用2μm传统的BICMOS工艺和最终芯片集成了该装置，测量了1.5×1.5毫米，显示在3针塑料封装后，封装在3针塑料封装之后，具有生产扩散的剩余偏移和温度诱导的漂移五比目前使用的多板DC正交取消方法小十倍。该设备不需要外部组件，并提供无HF残留物的输出。
索引条款-Bicmos模拟集成电路，斩波器，霍尔设备/效果，微传感器，单片集成电路。
I.介绍
单片磁传感器IC通常使用简单地集成的Si Hall元件，简单地集成了放大器所需的放大器或信号调节电路，或处理产生的相对低电压。霍尔效应，其特点，应用等，在文献中得到了广泛的处理[1] - [3]。亚博尊贵会员在Baltes'和Popovic的工作中可以找到具有许多引用的一个很好的审核。
最简单的霍尔元件使用例如在双极或双孔工艺中制成的方形板，与两对正交的面向触点，如图1所示。电源电压时V年代例如，跨越一对触点一个，c，磁通密度B垂直于极板产生电压VH在另一对B，D，这样
在哪里年代v是每单位电源电压的霍尔元素灵敏度。由此给出的灵敏度VH/b×五年代[T-1]，其中t（tesla; 1 t = 1×104高斯）是磁通密度（诱导）的仪表千克第二（MKS）单元，近似是恒定参数，仅取决于Si层移动性和板和接触几何形状。典型值年代v范围在0.04和0.08 T之间-1，即对于典型的5v电源和最小磁通密度为1 mT的情况下，输出电压为200 ~ 400µV。
图1所示。基本的霍尔板。
在所有直流应用中，能亚博尊贵会员够通过这种板精确测量的最小磁通密度取决于偏移电压Vop.出现在板输出触点处B= 0.从电视角度来看，由于电阻梯度，几何不对称[4]，压阻效应[5]，[6]等，产生不可避免的不可缩放。，产生非资格的偏移电压。作为板块偏移Vop.相对较大 - 对于5V供电，它可以为0.5到5 mV，并且是温度，供电电压和依赖于应力依赖性，以取消或最小化其效果。
补偿消除不能通过放大器中使用的开关技术来实现，因为没有可用的状态Vop.可以从中孤立VH除了切断磁场，这肯定是一个不可行的建议。
注意到，从直流角度来看，霍尔板可以被视为分布式电阻惠斯通桥，大多数本商业霍尔传感器IC通过使用两个或更多个适当互连的板取消偏移，其中电流方向旋转90°。一个板到另一个板[7]。如果不平衡源仍然不变并且固定在实心空间中，则任何一对板的偏移将相等，而不是相反的极性，实现所需的取消。另一方面，多板布置的有用信号仍然等于单板的信号。
另外，在通过周期性的电源和输出触点排列产生正交状态时只使用一个极板已经被提出了[8]，[9]。虽然这动态补偿取消在霍尔开关板之后，技术需要更复杂的信号调节器，它具有降低与多板传感器IC相比的残余偏移及其生产扩展的优点。在最后一个情况下，由于物理不同的板之间的板偏移不匹配，零电平偏差是劣化的，这些不匹配主要由塑料封装温度依赖的内置应力产生。
这项工作描述了使用动态偏移消除技术的5-V BICMOS单片线性霍尔传感器IC，其中恢复有用信号所需的各种功能和取消偏移的各种功能由经济高效的信号调节器执行。
为了拥有简单的高增益开环放大器，具有低偏置、精确的温度编程电路，以及低成本的高输出电流源，首选BiCMOS技术。
II。开关霍尔板
最简单的动态偏移消除技术使用单个方形板，具有四个触点，其中通过将电源电压和供应调节器连接到一对触点或另一对的电源电压和供应调节器来产生正交状态，如图2所示。每个状态，我们将从现在拨打电话0°状态或者是90°状态，是由互补时钟定义的CLK.1和CLK.1 _bar,分别。
图2.（a）在动态偏移消除技术中，流过板的电流从0°到90°方向周期性地切换到90°方向，反之亦然。（b）时钟，霍尔电压和板偏移波形。
假设B= 0和霍尔板的理想惠斯通桥模型，出现在输出触点处的电压是板式偏移Vop.(0°)Vop.(90°)大小相等但极性相反。这可以通过以下非常简单的方法进行验证。假设一个不平衡，例如由于一个应力模式，发生这样的区域之间的接触一个和b显示出电阻比板的其余部分小(图2中的点状电阻)，并说明了这种情况改变状态时不会改变．然后，每个状态下产生的偏移量相同，但极性相反，因为等效桥网的相邻支路也发生了同样的不平衡(Hi端在0°状态下比Lo端更正，而在90°状态下则更负)。
为B≠0，作为电源和输出连接旋转在同一个方向上，VH保持极性不变，制作VH不变。这个特征VH源自对称霍尔板的防反射透视性。
因此，有一种简单的方法可以从有用的信号中区分偏移量，并通过适当的信号调理进一步消除偏移量。虽然在图2中，VHquasi-constant和Vop.一个交流方波，如果需要，可以通过交换输出触点来交换波形一个和c在90°状态。
作为理想的完美取消绝不是可能的，实践中有一个残余板偏移Vop.(右)定义为
其中绝对值优选用于强调在进一步的信号处理期间发生的极性逆转。根据制造过程，霍尔板几何形状和晶体取向，以及残余晶片和封装应力，Vop.(右)50至500μV之间的范围为5V供电。
上的单个板的正交消除的DC测量数据，无论是在外延片[9]或在MOS通道“板” [10]，相比于传统的多片的方式显示出明显的改善。减少Vop.(右)使用围绕圆形板的周边的四对触点在板中进行这些测量，如“纺丝”霍尔米特[9]中。在这种情况下，多路复用添加用于改进取消的所有可能的偏移将需要每个周期的八个切换状态。
为了简化目的和减少芯片面积，我们选择了最简单的Epi板方法，如图2所示，每个周期有两对触点和两相。
最大允许的板开关频率取决于每次换向转换后的板电压稳定时间。注意，例如，在从0°状态过渡到90°状态后，电压V一个在联系人一个在图2中。2必须腐烂V年代到V年代⁄2,Vc必须从零增加到V年代/ 2（电压在d和b要衰变到地面和增加到V年代分别)。这需要重新排列存储在Epi-Sub反偏结中的电荷，因此，需要一定的时间使电压稳定到最终值V年代，之后霍尔输出电压将是有效的，并准备被处理，如图3所示。
图3所示。0°状态到90°状态霍尔板切换暂态处V一个和Vc是联系人的电压一个和c在图2中。
霍尔板的开关测量，建立在一个正方形的Epi层，2Ω-cm, 5.5µm厚，对角线对面接触之间的3 kΩ电阻，表明霍尔电压只有在≈600 ns从板的换向跃迁后才有效。考虑到元件公差和每个相位中必须包含额外的采样脉冲的事实，最大板开关频率为200khz。只要开关频率保持在这个限制之下，开关频率对系统的运行就不是关键的，因此，简化时钟电路的实现。
即使由于过多的稳定时间而产生残余电压，该电压在两种状态下都会保持不变，就像真正的偏移量一样，因此会被抵消掉。这还没有被进一步利用，因为它需要非常精确和更昂贵的CLK.发电机。
图4显示了在单片传感器IC中使用的实际开关板布置，其中用于触点排列的四个单极双掷(SPDT)开关是用MOS晶体管实现的。除了在90°状态下输出端子的交换外，板接触互连遵循图2的基本方案。有了这种安排，在每次状态变化时，VH改变极性,Vop.保持准常数，以这种方式VOA.，放大器A1的DC输入偏移量将无法区分Vop.并且，霍尔板和输入放大器偏移将由信号调节器同时处理和取消。
图4所示。切换板。当CLK1信号高，电流在之间流动一个和c(0°状态)和时clk_bar.很高，电流之间b和d（90°）。
因此,A1的抵消是免费取消的，避免了其他技术如自动归零、信号调理(SC)等执行相同功能所需的额外硬件。
理想放大器A1的输入电压成为
避免有辱人格Vop.(右)通过有效地施加在极板上的每一相位的电源电压最终的不匹配，使M1到M4的晶体管的尺寸保持在100 mV以下。
考虑到总抵消Vop.+VOA.必须通过A1的变形放大，动态范围注意需要最小化VOA.因此，建议使用低偏差差分双极输入阶段。在这种情况下，基本输入电流我b流过MOS开关M5到M8可能会产生残留偏置Voi.(右)加上方程2给出的。假设Δ我b“一世b，直接计算得到
在哪里
由于A1采用传统的基极电流消除电路，Voi.(右)小于2μV，因此可以完全忽略相比Vop.(右)．
3信号调整器
图。图5是完整的线性霍尔设备的简化框图，其中先前描述的开关厅板由块SWP表示。请注意，对于零偏移和B= 0，输出放大器A2具有其静态输出电压，VQoi.，定义传感器零电平，atV年代⁄2。信号调节器作为一个准斩波放大器工作，其中第一对交叉耦合开关建立在开关霍尔板中，第二对开关加上传统的低通(LP)滤波器已被采样和保持(S/H)和添加函数取代，如下所述。
图5.霍尔设备框图。
差动-差动放大器A1放大G1信号的倍数V我由准直流偏置电压加上由开关霍尔板产生的交流有用霍尔信号组成。在传统的斩波放大器中，有用的信号被恢复，偏移量被放大器后的附加开关抵消，再次反相复合信号的极性，并进一步LP滤波。
在本申请中，如低磁通密度水平，Vop.⁄VH为了降低剩余的交流纹波，需要一个价格昂贵的多极LP滤波器。例如，在最坏的情况下，为了确保最大的峰间波动为20%Vop.= 10 mV和VH= 0.25 mV时，方形偏置电压的基分量必须衰减52 dB。当时钟频率为150 kHz，带宽为34 kHz时，需要四极LP滤波器。此外，有用的信号可能会受到直流分量的破坏，这些直流分量是由每个板开关产生的大脉冲经过LP滤波器产生的。
这个问题是通过在A1的输出上使用两个S/H电路S1和S2来解决的，这两个电路是用窄脉冲进行时钟的CLK2(0°)CLK2（90°）分别。这在0°和90°状态期间发生，一旦板块换向瞬变耗尽的所需延迟已经过去[11]。
假设理想的S/H函数，S/H输出的偏置电压为直流信号，不再需要进一步滤除高偏置的交流纹波，从而放宽了输出LP滤波要求。此外，当信号没有杂散脉冲时，采样器对信号进行同步采样，提高了信号恢复过程的准确性，特别是在低电平时。
就输出噪声而言，这主要是由于霍尔板电阻的热噪声。与传统斩波器相比，目前方法中的S/H函数在低频时产生更高的噪声功率谱密度，因为高频噪声成分进入基带的“折回”更高。
召回等式3A和3B，假设理想的S / H功能，并注意到S / H输入是A1的互补输出，S / H输出V一个和VB是忽略共模（cm）信号，由dc电压提供
将这两种直流电压相加，通过反相双输入和运放A2，增益G2=−R2⁄R1，然后插入静止输出电压VQO.，忽略A2的抵消贡献，产生输出
或者
在哪里VQoi.＝V裁判＝V年代/ 2是理想的静态输出电压Vop.(右)= 0和VQO.实际静态输出电压。请注意放大½G1×G2不希望的残余偏移是有用信号的一半。
除了Vop.(右)在美国，还有其他未取消的组件，它们将发生变化VQO.从其理想值，例如由于反馈放大器，电阻网络和S / H不匹配等偏移等。随着总偏移的总偏移可以通过任何晶片修整技术在一个温度下零化，随温度的偏移漂移及其产量扩散，特别是由于包装引起的应力，仍然是最关键的传感器IC问题。
为了减少S / H缺陷的影响，例如充电馈通，下垂，非线性等，最终整体传感器IC使用包括四个S / H电路S1至S4的全差分S / H配置和求和反馈差输出放大器，如图5中的虚线所示。以这种方式，信号沿整个系统差别处理。
图6所示。第一个放大器A1。
图7. S / H电路配置。
四、单片实现
±0.1 T全量程线性霍尔器件采用动态偏移抵消和前面描述的基本电路，采用2µm BiCMOS工艺在单片集成电路中实现。电源电压为5 V±10%，不使用内部电压调节器，因为在线性传感器集成电路的许多应用中，特别是在汽车环境中，灵敏度最好与电源电压成比例。亚博尊贵会员这种比率特性允许将传感器IC输出直接级联到来自同一电源的a - d转换器。无外部器件，采用3pin塑料封装，工作温度范围为-40℃~ 150℃。
为了减少磁敏度的生产扩展，获得G1通过调整IEE（图6）具有4位二进制加权熔丝链路网络。类似地，由另一个熔丝链路网络修剪影响静态输出电压的总电路残余偏移。在一个参考温度下，在晶片水平下进行两种调整。
芯片，测量为1.5×1.5 mm，如图8所示。霍尔EPI板，测量为160×160μm，位于芯片几何中心。三个时钟信号CLK1，CLK2（0°），和CLK2（90°）源自主振荡器，并在片上生成。
图8.霍尔传感器IC模具的显微照片。芯片尺寸为1.5×1.5毫米。
由于低电平模拟和5V数字信号共享相同的芯片，因此采取了布局预防措施以使数字馈通最小化为敏感区域，从而最大限度地减少任何残留输出数字噪声。
V.实验结果
表一给出了最终封装的霍尔器件在T一个= 25°C。
表I.
| V供应 | 5伏 |
| 我供应 | 7马 |
| 我出（最大限度） | 马2 |
| 灵敏度 | 25 v / t |
| 全面 | ±100吨 |
| 静止输出电压 | 2.5 V. |
| 等效磁偏移 | 0.5公吨 |
| 线性 | 99.9％ |
| 输出噪声* | 1 MVRMS. |
| 带宽 | 30千赫 |
* V.供应引线与0.1μF电容器分离。
图。图9示出了测量的Halb器件传递函数V出=ƒ（b）．线性度，作为对理想直线的最佳拟合的近似测量，达到99.9%。
图9.测量的传递函数V出=ƒ（b）在25°C时。
图。10和11显示性能VQO.，以及总敏感性年代，作为温度范围内的温度范围为-40°C至150°C的功能。
图10.典型的静态输出电压随温度变化。
图11.典型的温度敏感性变化。
可以通过测量之间的差异来导出总输出残差偏移VQO.和V裁判(见图5)。在25°C下的测量显示偏移量从5到20 mV，即从0.2到0.8 mTVQO.在25℃下，包装后几乎没有变化。这VQO.在25°C的参考值中偏离其他温度，如图2所示。如图10所示，表示偏移电压的温度诱导漂移。全温度范围的典型总漂移是≈7mV，相当于磁场≈0.3mt。初步生产数据显示，静态输出电压仅为±10 mV的3σ。当使用多板静态偏移消除技术时，这些偏差主要由包装引起的应力引起的，可以大得多，可以更大，降低传感器IC零参考稳定性。
图12显示了灵敏度随电源电压的变化。
图12所示。典型的灵敏度随电源电压变化。
图13给出了HALL器件输出B= 0，使用时基与时钟频率同步的示波器照片。它表明，由于片上的S / H过滤动作，CLK.频率残留是可以忽略的，在输出的主要高频成分是由霍尔板电阻产生的随机噪声。因此，不需要外部LP滤波器。如果需要的话，可以通过在输出端附加外部LP滤波进一步降低输出噪声，同时降低系统带宽。
图13.系统输出噪声，用0.1μF去耦电容测量V供应领先。垂直灵敏度2 mV / div水平灵敏度1µs / div时间基准同步到CLK频率。
最后，图14显示了传感器IC输出电压为正弦磁通密度。
图14所示。输出波形为400hz的正弦磁通密度。垂直灵敏度50 mV / div水平灵敏度0.5 ms / div磁感应密度振幅:8 mT
VI。结论
在使用动态开关具有两对接触件和两个开关状态似乎是减小传感器IC偏移量随温度和偏移再现漂移一个有吸引力的成本有效的选择描述±0.1T的单片霍尔线性传感器IC。由于偏移本身在一个参考温度下在晶片水平处简单地修剪，因此具有温度的偏移漂移和其再现性，特别是在塑料包装设备中成为影响传感器IC零稳定性的最重要的问题。在这方面，本装置在塑料封装之后，显示出零级稳定性，其与常用的多板DC方法非常有利地进行比较。
相对较小的芯片尺寸证明，该技术可以是成本效益的，特别是当S / H电路执行有用信号和偏移消除时的恢复时，替换用于其他斩波器的大型LP滤波器。S / H电路还有助于忽略在板切换期间发生的大型换向瞬变，在非常低的水平下提供精确且平滑的线性传递函数。
虽然数字和低电平模拟信号共享相同的芯片，但与由于霍尔板电阻导致的随机噪声相比，输出时显影的虚假CLK噪声几乎可以忽略不计。
正如文献中所指出的，每一周期使用更多的板接触对和开关相位似乎可以改善霍尔板偏移抵消。当然，这个选项可能是一个有趣的挑战，需要更精细的信号调节电路在更高的频率下工作，并显示足够小的偏移量，以不损害更复杂的板开关所获得的优势。
虽然目前的工作处理了线性霍尔传感器IC，但是可以使用相同的技术来实现具有“操作”和“释放”交换电平的常用数字传感器IC。在这种情况下，在本线性传感器IC中实现的零电平偏差的改进将转化为切换阈值的更好的再现性和温度稳定性。
承认
作者感谢与J. Higgs、K. Scheller和J. Towne进行的有益讨论，以及A. Gibbs进行的广泛的实验工作，这些都是与Allegro MicroSystems, LLC合作完成的亚博棋牌游戏
参考
[1]钱志强、韦斯特盖特，霍尔效应及其应用。亚博尊贵会员纽约:1980年全体会议。
[2] H. P. Baltes和R. S. Popovic，集成半导体磁场传感器，Proc。IEEE，卷。74，PP。1986年8月1107-1132。
[3] G. S. Randhawa，“硅电路的单片集成霍尔设备”微电子。j。，卷。12，不。6，pp。24-29,1981。
[4] G. Bjorklund，“集成电路霍尔板的改进设计”IEEE Trans。电子设备，ED-25卷，541-544页，1978年5月。
[5] Y. Kanda和M. Migitaka，“机械应力对硅集成电路霍尔器件偏置电压的影响”，理论物理。(一)地位苏，第35卷，K115-K118页，1976年。
［6］----------“硅集成电路中霍尔器件的设计考虑”理论物理。(一)地位苏，第38卷，K41-K44页，1976年。
J. T. Maupin和M. L. Geske，“硅电路中的霍尔效应”，发表于霍尔效应及其应用，亚博尊贵会员钱志强、魏士德主编。纽约:1980年全体会议。
[8] P. Daniil和E. Cohen，“低领域霍尔效应磁体”J. Appl。物理。，卷。53，没有。11，PP。1982年11月8257-8259。
[9] P. J. Munter，“低抵消纺纱电流馆”，传感器和执行器,波动率。A21-A23，第743-746页，1990。
[10] R. Gottfried-Gottfried，“Ein CMOS Hall Sensor Mit 8 Kontakten Zur Anwendung des Principes der Stromrichtungsumkehr，”传感器93 kongresband V，第203-210页。
[11]美国专利08 569 814。
阿尔贝托Bilotti (S“45”48-SM ' 65 - ls 91)1948年收到了阿根廷拉普拉塔大学的电气工程学位。
他与飞利浦，阿根廷七年，IBM，法国五年，美国Sprague Electric Co.，3年来。他的主要活动是分别设计了彩色电视，回忆和PBX的高级开发，以及模拟IC的设计。从1975年到1985年，他负责阿根廷的命运计算机有限公司的研发。目前，他是模拟数字IC，智能电力IC和磁传感器领域的顾问。
格雷达·蒙利利1968年，出生于阿根廷布宜诺斯艾利斯，于1994年获得阿根廷州德布佩斯艾州艾德斯省的电子工程学位。
他开始在德布宜诺斯艾利斯大学的神经网络上工作。1992年，他加入了ElectrónicaBilotti，在那里他是IC设计工程师。目前，他的作品关注模拟数字IC和磁智能传感器IC。
拉维中收取出生于印度孟买。他收到了B.S.（ee）罗格斯大学，新不伦瑞克，新泽西州的学位，1982年和M.S.（EE）达特茅斯学院，汉诺威，NH，1984年。
他于1984年10月以来，他在Sprague Electric然后Sprague El亚博棋牌游戏ectric然后Allegro Microsystems Inc.，作为IC设计工程师，后来作为霍尔效应集成电路产品的设计经理。他的活动包括高温霍尔传感器IC，多路复用传感器IC和自校准齿轮传感器IC。他还担任汽车产品的战略营销经理。他目前拥有Allegro Microsystems，LLC副总统的职位，业务发展亚博棋牌游戏
稿件收到1996年7月26日;修订于1996年11月28日。这项工作得到了Allegro Microsystems，LLC，伍斯特，MA的亚博棋牌游戏支持。
A. Bilotti和G. Monreal与阿根廷的Olivos 1636，Olivos Bilottie。
R. Vig就职于美国马萨诸塞亚博棋牌游戏州伍斯特市Allegro MicroSystems有限责任公司。
发布商项目标识符S 0018-9200（97）03841-9。0018-9200 / 97 $ 10.00©1997，IEEE
这里描述的产品是A3515xUA和A3516xUA，用于高温操作的比率线性霍尔效应传感器集成电路。
本文最初发表在固态电路IEEE杂志，卷。32，1997年6月6日。通过许可转载。
STP97-10
